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高功率密度快充及PD适配器电源结构解析

这种变换器输出电压决定原边半桥的上管工作的导通时间,原边半桥的下管工作在COT固定导通时间,其导通时间由谐振频率所决定,非对称反激变换器电路结构如图1所示,若输出整流二极管换为功率MOSFET,则称为同步整流。非对称反激变换器工作的波形如图2所示。

相关元件符号和物理量的规定:

S1:原边半桥高端功率管,上管

S2:原边半桥低端功率管,下管

DR;次级整流二极管

Cr:原边串联谐振电容

Lm:变压器原边激磁电感

Lr:变压器原边漏感

SR;次级同步整流功率管

Np:变压器原边绕组匝数

Ns:变压器次级绕组匝数

n:变压器的匝比,n = Np/ Ns

VSW:半桥连接的开关接点电压,也是S2的D、S两端电压

iLm:变压器原边激磁电感的电流

iLr:变压器原边漏感的电流

iDR:次级整流二极管的电流

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(a)非对称反激变换器

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(b)非对称同步整流反激变换器

图1:非对称反激变换器电路结构

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图2:非对称反激变换器工作波形

工作原理分析

非对称反激变换器的一个开关周期可分为6个工作模式,分别分析如下。

1、模式1:T0-T1

开关状态:S1处于导通,S2处于截止,DR处于截止。

变压器Lm和Lr的电流从0开始增加,谐振电容Cr充电,没有能量传输到次级的输出负载。

T1时刻,S1关断。

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图3:模式1的等效电路

2、模式2:T1-T2

开关状态:S1处于截止,S2处于截止,DR处于截止。

T1时刻,S1关断,(Coss1+Coss2)和(Lr+Lm)谐振,Coss1充电,Coss2放电,直到T2时刻,Coss1的电压充电到VIN,Coss2的电压放电到0。

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图4:模式2的等效电路

Coss2的电压VSW放电到0后,其体内寄生二极管DS2导通,将其二端电压箝位到0。

3、模式3:T2-T3

开关状态:S2处于导通,S1处于截止,DR处于截止。

T2时刻,DS2导通箝位。在T2之后某一时刻开通S2,此时由于DS2导通,S2的VDS电压为0,因此S2是零电压开通ZVS。

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(a)模式3的DS2导通

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(b)模式3的S2 ZVS开通

图5:模式3的等效电路

这个阶段开始时,谐振电容的电压VCr会稍微增加,次级绕组Ns的正偏电压也会增加,但其电压仍低于输出电压Vo,因此次级整流二极管DR不会导通。

在T3时刻,次级绕组的电压VNs增加到输出电压Vo,因此次级整流二极管DR导通。

4、模式4:T3-T4

开关状态:S2处于导通,S1处于截止,DR处于导通

在T3时刻,DR导通,输出电压反射到原边绕组Np,其电压变为:

VNp = -nVo

此时,Lm和Lr分开,形成各自的回路:

(1)Lm电感储存的能量通过次级绕组,向输出负载传输。

(2)Lr、Cr和电压源-nVo串联谐振,满足下面条件:

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谐振电容Cr反射到次级输出端,次级电流波形为正弦波,其频率就是变压器的寄生电感和谐振电容Cr所决定,这部分能量也通过次级绕组,向输出负载传输。

因此,次级整流二极管的电流iDR为iLr和iLm的电流差值:

iDR = (iLm–iLr)*n

在这个阶段,Lr和Cr串联谐振,iLr过0后,反向继续谐振;然后,经过一段时间, iLm也过0,反向激磁继续增加。

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(a)模式4的DR导通

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(b)模式4的iLr过0后反向增加

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(c)模式4的iLm过0后反向增加

图6:模式4的等效电路

在T4时刻,iLr和iLm的电流相等:

iLr=iLm

次级绕组的电流减小到0,DR关断,ZCS关断,同时,在T4时刻,S2关断。

5、模式5:T4-T5

开关状态:S1处于截止,S2处于截止,SR处于截止。

T4时刻,同时关断SR和S2,(Coss1+Coss2)和(Lr+Lm)谐振,Coss1放电,Coss2充电,直到T5时刻,Coss2的电压充电到VIN,Coss1的电压放电到0。

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图7:模式5 的等效电路

Coss1的电压放电到0后,S1的体内寄生二极管DS1导通,将其二端电压箝位到0。

6、模式6:T5-T6

开关状态:S1处于导通,S2处于截止,SR处于截止。

T5时刻,DS1开通,Lr和Lm的电流相等且同时反向激磁,增加到反向电流的最大值;然后在正向电压的作用下,从反向电流的最大值逐渐减小,在T6时刻其电流减小到0,然后继续正向增加,进入下一个同期。

在T5之后某一时刻开通S1,此时由于DS1导通,S1的VDS电压为0,因此S1是零电压开通ZVS。

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(a)模式6的DS1导通

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(b)模式6的S1 ZVS导通

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(c)模式6的Lm正向激磁

图8:模式6的等效电路

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图2:非对称反激变换器波形

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