基本的反激变换器原理图如下所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率＜75W～的开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

对于本设计的应用中由于输出主反馈输出电压为12V；另一路输出高压110V如果电源的交叉调整不理想的话，110V的输出将会飘高；甚至紧跟其后的电解电容的应力产生非常大的麻烦，还会有可靠性设计方面的问题。

对于多路输出电源，能量分配与输出调整；我来研究其产生原因和改进方法。

理论上反激电源比正激电源更适用于多路输出，但实际上反激电源的多路输出交叉调整率比正激电源也更难做好，我们理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。

由于变压器漏感等参数引起的交叉调整率问题已成为多路输出电源的设计难点之一。

注意基本理论：最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路输出没有用来开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值电压就会很高。相反，如果这一路用来开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。

难点之二；另外一个关于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调整反馈反馈绕组的输出。为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然需要对电源的交叉调整改善有很好的经验和理论基础。

对于小电流输出且对噪声电压要求比较低的场合；在大多情况下，我的策略是通过增加额外的线性或开关稳压电路来容易解决交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。

我来从理论分析我们设计反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接参与反馈的电路输出的电压会随其它路的负载变化而剧烈变化，产生的原因是什么？如下原理图分析：

最常见的多输出（两路）反激变换器

理论分析：多路输出反激变换器如上图所示，其中V01、V02分别为主输出（反馈调节）、副输出（无反馈调节）。

假定Ls1＝Ls2＝0、VF1＝VF2＝0，通过实验可以得出结论：

则不存在交叉调整率问题。

实际上的理想电路结构是不存在的；因此我下面分别分析变压器漏感及输出二极管正向压降对交叉调整率的影响。

A．漏感影响（假定VF1＝VF2＝0）VF1与VF2为VD1与VD2的正向管压降。

由于反激变压器磁芯需要开气隙（防止变压器饱和）以及绕制工艺限制导致了漏感的存在；LS0为变压器的原边漏感；LS1与LS2为变压器的副边漏感；正常情况下变压器副边的漏感LS1、LS2是成比例存在的。

漏感反映了变压器原副边的能量耦合情况，漏感越大则耦合越差：

当V01加重载时，由于反激变换器传输能量增多，V02会飘高（其负载越轻飘高越严重），此种情况下，LS2越大则V02回路传输能量越少，交叉调整率越好；

当V01加轻载时，由于反激变换器传输能量减少，V02会拉低（其负载越重拉低越严重），此种工况下，LS2越小则V02回路传输能量越多，交叉调整率越好。

可以得出结论：在MOS关断时，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配的，具体是按匝比的平方来分配（我们可以这样等效：把其他路等效到一路就可以）我们假设：5V／5匝，漏感1uH； 12V／12匝，如果漏感为（12／5）＾2（平方）＊1＝5．76uH，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面会影响到输出调整率。

因此我们已经知道漏感是影响输出调整的关键指标之一；等会我们再来讨论优化措施。

B．输出整流二极管影响（假定LS1＝LS2＝0）我们先忽略漏感的影响。

低压输出采用肖特基的VF曲线（参考图示）MBR10200等其它类同，会有差异。

如上图所示，肖特基二极管的正向压降VF随IF变化而变化，从而导致变压器每匝电压随负载变化，进而影响交叉调整率；得出如下结论：

当V01加重载时，VF1随IF增大而增大，变压器每匝电压变高导致V02变高；

当V01加轻载时，VF1随IF减小而减小，变压器每匝电压变低导致V02变低。

下面我们来探讨设计优化的方法。先介绍以下三种通用的设计方法：

A．减小变压器漏感同时要控制好次级绕制漏电感。

由于不同情况况下为改善交叉调整率对变压器漏感提出了截然相反的要求，因而需要同步减小LS1、LS2来改善交叉调整率。如下再做分解介绍。

B．减小输出整流二极管VF值，选择合适的输出整流二极管；重点研究变压器的绕制工艺技术，进行变压器各绕组耦合优化最佳化！如下再做分解介绍。

注意：采用Low－ VF输出整流二极管，也可以使用同步整流方法来减小变压器每匝电压随负载的变化，从而改善交叉调整率。

C．多路反馈控制（2路理论上就可以了）

对于本设计采用如下图所示的多路反馈控制，通过牺牲主输出V01交叉调整率来改善副输出V02的交叉调整率。（具体应用需要根据实际应用状况调整）

输出调整的计算公式如下：

具体的参数计算运用上式即可方便计算及调整；设计注意点：

1．采用如上图所示的双反馈机制要根据需要设计反馈量的权重比例

2．对于主反馈要求的控制精度很高时；建议单路的主路反馈！具体设计要根据实际的需要进行选择设计

D．改善多路输出开关电源交叉调整率的无源缓冲设计方法；这里不做介绍在实际运用中基本很少使用。

我重点来介绍变压器的漏感控制和电路简单设计及变压器的控制技术来分析和优化多路输出交叉调整率的问题。（符合我们的批量生产及低成本法则；）

本例中的变压器设计参数：

注意：对于设计－输出路数我把它调整成多路绕组；但只要次级漏感按匝数比例匹配；我的输出各路电压就比较稳定啦！

次级漏感，这是跟绕组有关系的；当电源工作在DCM状态，其DCM时由于电流没有后面的平台次级整流二极管可以流电流关断，其漏感影响更显著。

优化的思路和方法：

1．变压器工艺（绕组及绕制设计）；采用三明治绕法，让功率比较大＆电压比较低的主反馈绕组夹在最中间，控制其漏感；电压比较高＆功率比较小的高压绕组均分为2个绕组分别靠近1／2初级绕组，这样就可以进行漏感匹配设计。

2．电路设计方法，电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小的磁珠或一个小的电感，人为增加其漏感，这样电流的变化率就接近于主输出，电压就稳定。

在本设计高压绕组采用分层的三明治绕法可以分别串联整流调整高压绕组的输出控制其最高的输出电压。

3．对于电压相近的输出；我们假如系统有：3．3V、5V的输出设计；按我们的理论其漏感就应该差别很小，这时就要把这两个绕组绕在同一层里面，甚至有时候5V要借用3．3的绕组，也就是所谓的堆叠绕法，来保证其漏感比。控制原理跟上图基本相同。

注意：另外有的时候电压不平衡是由于算出的匝数不为整数造成的，如半匝，当然半匝是有办法绕的，但半匝的绕法我不推荐使用，这时我推荐可以通过二极管的压降来调整，对于小功率的设计应用；假如12V用7匝，5V用3匝，如果发现12V偏高，则12V借用5V的3匝，但剩下的4匝的起点从5V输出的整流管后面连接，则12V的整流管的压降为两组输出整流管的压降和，如：0．5（5V）＋0．7（12V）＝1．2V，另外12V输出负载变化时，其电流必然引起5V整流管的压降变化，也就是5V输出变化，而5V的变化会通过反馈调整，这样也间接控制了12V。

常用低成本控制多路输出的理论分析：

多路输出反激变换器往往只对主输出采用闭环反馈稳压，而辅输出则开环不反馈。当变压器为理想以及二极管压降可忽略时，在连续导通CCM模式下，多路输出反激变换器的主、辅输出的电压都比较稳定。但由于变压器的非理想性（存在漏感以及线圈的直流电阻）以及二极管压降不可忽略，当主、辅输出负载发生变化时，辅路输出由于开环，其输出电压会发生较大变化，交叉调整率比较差。

对于多路输出的情况，通常只有输出电压低、输出电流变化范围大的一路作为主电路进行反馈调节控制，以保证在输入电压及负载变化时保持输出电压稳定。

理想情况下，辅助输出电压与主输出电压满足变压器匝数比的关系，即只要使主输出电压保持稳定，则辅助输出电压也能保持稳定。

但实际上由于受变压器各个绕组间的漏感、绕组的电阻、电流回路寄生参数等的影响，辅助输出电压随输出负载的变化而变化。

通常当主输出满载，辅助输出轻载时，辅助输出电压将升高； 而当主输出轻载，辅助输出满载时，辅助输出电压将降低。这就是会带来多路输出的负载交叉调整率问题。

对于常用低成本控制多路输出的优化方法：

在当前，改进多路输出开关电源的交叉调整率的方法可分为无源和有源两类。有源的方法（加后级调节控制） 虽然具有高稳压精度，但电源的可靠性、效率和复杂性都不如无源的方法好。在实际过程中，我推荐低成本的无源设计优化方案。

总结如下：

A．输出电压加权反馈控制

利用加权的原理，把主输出电压和辅助输出电压按一定的权重比例进行取样反馈，从而使辅助输出电压也能像主输出电压一样，能够对占空比起到一定的调节作用，使辅助输出电压的变化得到一定程度的改善，从而提高输出电压的交叉调整率。

B．各路输出滤波电感的耦合

通过电感耦合，使多路输出电流变化量相互感应，改善电感电流脉动，从而保持多路输出电压间的比例关系，改善负载交叉调整率。

C．变压器各绕组耦合优化最佳化设计

对多路输出的电源，其输出阻抗直接决定了输出电压的变化，输出阻抗与各输出绕组间的漏感成正比，而初、次级绕组的耦合程度对输出阻抗也有很大影响，所以设计多路输出高频变压器要使各输出绕组间紧密耦合，且输出电流变化范围大的绕组（主输出绕组） 与初级绕组要耦合的最好，这些都有利于提高交叉调整率

D．采用钳位电路的优化设计

漏感会导致变压器电压的尖峰，对于反激变换器，该尖峰会直接引起辅助输出轻载时输出电压的攀升。如果能保持嵌位电压的大小略高于次级反射电压，则多路输出反激式开关电源的交叉调整率也能得到极大的改进。