电子产品&设备：开关电源FLY-关键波形分析！

2019-01-28 09:00

物联产品&电磁兼容EMC

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我们再来分析一下RCD吸收电路；其计算结果如下：

反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。

因此反激的RCD吸收电路设计对FLY的EMI及MOS的应力都有比较大的影响。对于＜75w的FLY设计；为了保证其参数的最佳化设计：

R＝100K／2W C＝2．2nF／630V D＝FR207／FR107

CH1： MOS－VDS CH4： UC（钳位电容电压）

开关MOS管关断时的实际波形图

注意：RCD吸收电路的设计对系统的EMI也会有很大的改善！

■RCD吸收电路（DS， CS，RS）将改变MOSFET 关断时的突波振幅与振荡频率，

进而改变了杂讯频谱。

■电压Vds波形改变了共模杂讯，电流ID波形改变了差模杂讯。

对于电路在EMI上的设计可参考我的文章：

《FLY反激的RCD吸收电路设计分析》

RCD的钳位电路设计理论依据：

励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路

我们先从理论计算上给出我的计算方法：

Rclamp由下式决定：其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50～100V，LLK为变压器初级漏感，以实测为准（本设计例中电感为280uH，实测的最大漏感为20uH）：

变压器的规格参数－可参考我的文章：

《小于75W反激变换器的设计连载－3（关键设计部分）》

Cclamp由下式决定：其中Vripple一般取Vclamp的5％～10％是比较合理的：

进行理论的RCD钳位电容的电压波形Data分析RCD吸收电路：

引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：
当MOS－D关断时，漏感Lk释能，二极管Ds导通时，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

设计的关键细节分析如下：

A．若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图（a）；
B．若C值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压Vor附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图（b）；
C．若RC值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在MOS开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图（c）：
D．如果RC值取得比较合适，到MOS开通时，C上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C上能量恰好可以释放完，见图（d），这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。

注意：B和C两种方式是不允许的，

A种方式电压变化缓慢，能量不能被迅速传递；

D种方式电压峰值大，器件应力大。

E．可折衷处理：在第D种方式基础上增大电容，降低电压峰值，同时调节R，使到开关MOS开通时，C上电压放到接近副边反射电压，之后RC继续放电至开关MOS下次开通，如图（e）所示。

我们进行实际参数的具体取值进行测试分析：

小的吸收电阻对开关MOS的开关应力确实有帮助；关键点要注意我们电路设计的要解决的问题点在哪儿？建议采用最佳设计来满足电路要求！

MOS管－Coss

我们知道 MOS 管的输出电容 Coss 的存在。Coss上面会储存和释放能量，MOS管的开关过程中，也会造成功率损耗从而影响效率。

当MOS管关闭后， Vds 两端的电压迅速上升。电容 Coss 同时被充电－“流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds（Coss）恒流充电（因LP很大），UDS快速上升（寄生电容Cds较小），变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds（Coss）”

从我的EMI设计理论：“漏感能量在传递到RCD钳位电路之前，是有损耗的，损耗在于MOS管的输出电容上，也就是Coss；漏感能量要先给它充能，使得它两端的电压能达到钳位电路的钳位电压，达到了钳位电压后，二极管才会导通，接着才是漏感能量向钳位电路传递能量”漏感从一开就参与了给Coss充电，而当电压上升到Vin＋VR的时候，漏感继续给Coss充电，直至Coss上的电压升至Vin＋Vsn（Vspike）！